up converter

 با سلام  و  ابراز همدردی و تسلیت بمناسبت شهادت عزیزان آتش نشان در حادثه ساختمان پلاسکو  سابق

یکی از دوستان در  جمع رادیو اماتوری توانستند اپ کانورتری برای باند اچ اف بسازند که امواج کمتر از صد مگا را با اس دی ار خودشان که برای وی اچ اف و یو اچ اف بود بگیرد

کار جالب و قابل تاملی است و خدمتشان خسته نباشید و خداقوت می گویم جناب مهندس احمد ابکه EP4AAA

27Mhz amp changing power transistor

با سلام

در تقویت کننده خروجی رادیوهای CB  با توجه به تولید نشدن ترانزیستورهای قدرت و کمیاب و گرانی انها  این  پیشنهاد  قابل توجه و بررسی است

انتن 27 مگا

شما هم می توانید یک لیزر گازی بسازید برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

با سلام

شما هم می توانید یک لیزر گازی بسازید

برگزاری کمپ رادیو آماتوری ۳ روزه در شمال کشور

 http://irandx.ir/?p=302

با توجه به درخواست برگزاری کمپ رادیو آماتوری ۳ روزه در شمال کشور شهرستان نور که ماه گذشته به سازمان تنظیم مقررات و ارتباطات رادیویی تسلیم شده بود ، امروز مجوز این برنامه بدستمان رسید که از این طریق خدمتتون اعلام میکنم
مجوز برنامه برای ۲۰، ۲۱ و ۲۲ بهمن ماه گرفته شده
دوستانی که علاقه مند به حضور در این برنامه هستند تا پایان دی ماه فرصت دارند اعلام حضور نمایند.

تماس با ادمین
@smazimi

لینک عضویت در کانال گروه رادیویی البرز
@alborzdx

تاسیس کمیته فنی INEC TC 103

بحرالعلوم دبی, [۲۵.۱۲.۱۶ ۱۲:۱۷]
اعضای محترم گروه رادیوآماتوری

با سلام و احترام

 
ضمن دعوت از سرکارعالی/جنابعالی جهت حضور در نشست تاسیس کمیته فنی INEC TC 103 ، خواهشمند است در صورت مرتبط بودن دامنه کاری به سایر صاحبنظران معرف حضور اطلاع رسانی فرمایید.
 
با سپاس

حمیدرضا دامغانی

دبیر کمیته TC 100

اعضای محترم گروه رادیوآماتوری


با سلام و احترام

به استحضار می رساند کمیته فنی INEC TC 100 و INEC TC 110 با عنوان های " تجهیزات و سیستم های صوتی، تصویری و چندرسانه ای " و " وسایل نمایشگر الکترونیکی" متناظر با کمیته فنی IEC TC 100  و IEC TC 110 در دی ماه سال 94 تاسیس شد و آغاز به فعالیت نموده است. جهت عضویت و مشارکت در این کمیته فنی به صفحه ویژه کمیته جهت پر نمودن فرم های عضویت مراجعه فرمایید.
 
با سپاس
حمیدرضا دامغانی
دبیرخانه های کمیته فنی  110 وINEC TC 100

انتن لوپ

با سلام

انتن لوپ قابل استفاده در بالکن و داخل فضای محدود

http://members.home.nl/radiomorningstar/loop.htm

144Mhz radio

video : http://www.youtube.com/watch?v=8SofWPlKgPw

با سلام و تبریک هفته وحدت و میلاد مسعود رسول رحمت 

2SC2999 150mw 750mhz 30ma
2SC2786 600mhz 250mw 20ma
2SC1923 550mhz 100mw 20ma
2SC1674 600mhz 250mw 20ma
2N2369 metalico pulso 0,68w 200ma 500mhz
BF224 600mhz 1w 50ma
BF198 400mhz 25ma 0,5w
BF240 1,1ghz 50ma 350mw
BFW16 1,2 ghz 1,5w 150ma rf catv ==>PA

BFY90

2SC2926 50ma 300mw 750mhz

73 de py2ohh miguel

آنتن برای 14 مگا

با سلام و  آرزوی سلامتی و موفقیت روز افزون دوستان

انتن برای باند 20  متر یا 14 مگا  بروش ساده تشکیل شده از :

multi band radio

با سلام

اخیرا دوستان طرح تقویت کننده ای را معرفی کردند که بسیار جالب و کارامد بود و دوستم مهندس دل قوی اصل انرا  پیدا کرده و در اختیار دوستان عزیز قرار دادند

http://www.4qdtec.com/mostest.html

A better test

What the test above actually measures is the pinch-off voltage: the highest voltage that can be put on the MOSFET's gate without it starting to conduct. The circuit below shows a better way.

There are two push switches, one is a changeover switch, the second is a push to make (normally open). I use a couple of microswitches. It uses the diode test of a multimeter, or you could use any power supply, or a 9v battery, with a resistor in series with the MOSFET to limit the current.

With both switches in the normal position, the capacitor C1 charges up to the open circuit voltage of the diode tester. The capacitor's value is not critical, 10n-100n is fine. When Sw1 is pushed, the charged capacitor is disconnected from the meter leads and reconnected to the MOSFET gate. The MOSFET should turn fully on, so the diode tester will indicate a short circuit.

Release Sw1. The MOSFETs gate is still charged. Only leakage will discharge it, so the MOSFET should still stay conducting for quite some time.

Push SW2 to short the MOSFETs gate to source, to discharge it. The meter should show an open-circuit.

Alternatively, connect the capacitor to meter +ve via a diode, to allow the capacitor to charge, Now when the capacitor is connected to the gate, the MOSFET will conduct but the diode will stop the conducting MOSFET from discharging the capacitor.

Meter Check of a Transistor (JFET)

 http://www.allaboutcircuits.com/textbook/semiconductors/chpt-5/meter-check-transistor-jfet/

Testing a JFET with a multimeter might seem to be a relatively easy task, seeing as how it has only one PN junction to test: either measured between gate and source, or between gate and drain.

Testing continuity through the drain-source channel is another matter, though. Remember from the last section how a stored charge across the capacitance of the gate-channel PN junction could hold the JFET in a pinched-off state without any external voltage being applied across it? This can occur even when you’re holding the JFET in your hand to test it! Consequently, any meter reading of continuity through that channel will be unpredictable, since you don’t necessarily know if a charge is being stored by the gate-channel junction. Of course, if you know beforehand which terminals on the device are the gate, source, and drain, you may connect a jumper wire between gate and source to eliminate any stored charge and then proceed to test source-drain continuity with no problem. However, if you don’t know which terminals are which, the unpredictability of the source-drain connection may confuse your determination of terminal identity.

A good strategy to follow when testing a JFET is to insert the pins of the transistor into anti-static foam (the material used to ship and store static-sensitive electronic components) just prior to testing. The conductivity of the foam will make a resistive connection between all terminals of the transistor when it is inserted. This connection will ensure that all residual voltage built up across the gate-channel PN junction will be neutralized, thus “opening up” the channel for an accurate meter test of source-to-drain continuity.

Since the JFET channel is a single, uninterrupted piece of semiconductor material, there is usually no difference between the source and drain terminals. A resistance check from source to drain should yield the same value as a check from drain to source. This resistance should be relatively low (a few hundred ohms at most) when the gate-source PN junction voltage is zero. By applying a reverse-bias voltage between gate and source, pinch-off of the channel should be apparent by an increased resistance reading on the meter.

HF COMM FACTS

modern grid dip meter

با سلام و تسلیت ایام شهادت امام حسین (ع) و امام سجاد(ع)

فرستنده لامپی

با  سلام و تسلیت ایام شهادت سرور آزادگان جهان  حسین ابن علی علیه السلام

مدار فرستنده لامپی ساده ای بدستم رسید  جهت اطلاع عزیزان  تقدیم می گردد

http://www.sm7ucz.se/AM_Transmitter/AM_transmitter.htm

ECL85 medium wave AM-Transmitter

Men det kunde lika gärna ha varit ECL80, ECL82, ECL84 eller ECL86

Grid dip meter

با سلام و تسلیت ایام شهادت سرور آزادگان جهان حسین ابن علی علیه السلام

یکی از ابزار   لازم کارگاه رادیو آماتور  دیپ متر می باشد که توضیحی چند به عرض می رسد

ادامه مطلب در ادامه مطلب

Maching Baloon

با سلام

http://www.darc.de/fileadmin/_migrated/content_uploads/Baluns__Ununs___Co_01.pdf

تغییر ترانزیستور 1969 تقویت قدرت رادیو به IRF510

با سلام و درود فراوان و تشکر بسیار از دوست و سرور عزیزم جناب مهندس فرشچی

مطلب فوق را ایشان در گروه رادیو آماتورها آورده بودند که بدلیل جالب بودن اینجا اراعه می شود

CW-SSB-transceiver direct conversion to 10 meters

http://www.diagram.com.ua/list/rst-kb0.shtml

For SSB transceiver and CW transmitting and receiving in the range 28 ... 29.7 MHz. The device is built by direct conversion circuit with a common mixer - a modulator for receiving and for transmitting.

Specifications transceivers:

1. The sensitivity in reception mode for the signal / noise ratio of 10 dB, not worse ........ 1 mV.
2. The dynamic range of the receiving path, as measured by the method dvuhsignapnomu about .... 80 dB
3. Receiving channel bandwidth at -3 dB .................................... 2700Gts.
4. Bandwidth unipolar radiation transmission ....................... 2700 Hz
5. The carrier frequency and the non-operating side band suppressed not worse than ............................. 40 dB
6. The transmitter output power in CW on 750m load ............................... 7 W
7. Disposed frequency oscillator 30 minutes after the warm-up not exceeding ........ 200 Hz / hr.

Schematic diagram of the transceiver (without telegraph node) is shown in Figure 1. The transceiver has separate receiving and for transmitting high-frequency and low-frequency paths common to both modes is the mixer-oscillator and modulator VFO

Fig.1

Variable Frequency Generator (GPA) is made of two field-effect transistors and VT5 VT6 connection with a source driver. It operates at a frequency equal to half the frequency of the received or transmitted signal. When working at the reception and the transmission of the output circuits of the GPA is not switched, and does not change the load on the GPA. As a result, the transition from reception to transmission or vice versa, the frequency of the GPA is not rejected. Setting is made within a range by means of alternating air dielectric capacitor C10, which is part of the VFO loop. The SSB transmit mode, the microphone signal is amplified by the operational amplifier A2 and fed on to faeovraschatel elements L10, L11, C13, C14, R6, R7, which in the frequency range 300 ... 3000 Hz provides a phase shift of 90 °. The circuit L4 C5 serving total load mixers diodes VD1-VD8, allocated signal in the upper sideband range 28-29,7 MHz. High broadband faeovraschatel L8 R5 C9 in this range provides a phase shift of 90 °. Dedicated single-sideband signal through a capacitor C6 is supplied to a three-stage power amplifier transistors VT7-VT9.

Cascade pre-amplification and isolation of the mixer-modulator output circuit is formed on the transistor VT9. The high input resistance combined with low capacitance C6 provides a minimal impact on the power amplifier circuit.

In VT9 collector circuit switched circuit tuned at mid-range. The intermediate stage FET VT8 works in Class mode, "B", and the output stage in Class mode "C".

"U" -shaped low-pass filter on the L12 C25 and C26 clears the output signal from the high-frequency harmonics and ensures coordination of the output impedance of the output stage with impedance of the antenna. PA1 ammeter is used to measure current output transistor drain and indicates the correct settings "P" -filter.

Wire mode is provided by replacing the A2 amplifier sine wave oscillator frequency of 600 Hz (see Figure 2). Switching CW-SSB is done with S1. Telegraph key controls displacement VT11 preamp generator, and thus feed the low-frequency signal to the modulator.

CW-SSB-transceiver direct conversion to 10 meters

In receive mode, the power of the transmitter 42 on the stage is not supplied and the power amplifier and microphone amplifier are disabled. At this time, 12V voltage is applied to the cascade receive path.

The signal from the antenna is supplied to the input circuit L1 L2 C3 through the coupling coil, she agreed with the resistance of the circuit impedance of the antenna. On VT1 transistor RF amplifier made. The gain stage is determined by the bias voltage at its second gate (divider resistors R1 and R2). The load stage is L4C5 circuit connection RF amplifier stage with this circuit is carried out by means of the coil L3 Communications. With regard coil L5 signal is sent to a demodulator diode diodes VD1-VD8. The coils L8, L9 and L10 and the phase shifter is isolated L11 AF signal in the frequency band 300 ... 3000 Hz, which, via a capacitor C15 to the input of the operational amplifier A1. Strengthening of this circuit is determined by the sensitivity of the main transceiver in receive mode. The following AF amplifier transistor VT2-VT4, whose output signal is sent to the AF compact speaker volume B1 reception is controlled by the variable resistor R15.

In order to avoid loud clicks when switching modes "RX-TX" on UMZCH power transistor VT2-VT4 is served both in reception and transmission.

Most of the details of the transceiver is mounted on three printed circuit boards, pictures of which are shown in Figures 3-5. In the first board arranged the details of the input RF amplifier receiving channel (transistor VT1), the mixer parts - fazovraschayuschimi modulator circuits, as well as details of the local oscillator. The second board - low-frequency cascades on chips A1 and A2 and transistor VT2-VT4. on the third board amplifier power transmission path is placed. The board with mixer-modulator, RF amplifier and the GPA is screened.

Chassis transceiver has a width of 350 mm and a depth of 310 mm. On the front cover removed all controls and sockets for microphone and telegraph key. The speaker is also installed on the front panel, it is screwed M3 screws through the rubber grommets Mode Switching "RX-TX" is made pedal that -Includes disables voltage 42 V and operates two electromagnetic relays, one of which switches the antenna and the second voltage is 12 V at the receiving tract. Relay coil voltage feed 42, and de-energized include reception mode (RX).

Sockets for connecting the antenna, the pedals and the source 12 are located on the rear panel.

For the transceiver power used by the base stationary power supply unit, which supplies a constant stabilized voltage of 12 V with a current of 200 mA and a constant voltage of 42 V unstabilized with currents up to 1 A.

The transceiver used fixed resistors MLT on the power indicated in the diagrams.

Trimmer SDR-4a. Contour Ceramic capacitors necessarily, Trimmers CPC-M. Electrolytic capacitors K50-35 type or similar import. Variable capacitors oscillator and output circuits - with air dielectric.

For the winding contour coils RF amplifier, mixer and the transmitter using ceramic scaffolds 9 mm with cores trimmers SCR-1 (can be plastic frames from the paths UPCHI old tube TVs, but their thermal stability is much worse than that of the ceramic). Low-frequency coil mixer -modulyatora L8 and L9 are wound on the ring core of ferrite K16h8hb 100NN or more high-frequency (100VCH, 50VCH). The coils L10 and L11 are wound on the carcasses of the OB-30 2000IM1 ferrite. On these cores wound coil generators and erase bias semiconductor reel tape recorders.

Transistors KP303G KP303 can be replaced with any letter index or KP302. The transistor can be replaced by KP350A KP350B, KP350V or KP306. The transistor KP325 - by KT3102. Powerful FETs KP901 and KP902 can be any letter indices. For UMZCH fit any silicon and germanium (respectively) transistors corresponding structure. KD503 diodes can be replaced by KD514, adiod D9 to D18.

Establishing transceiver begin with GPA By adjusting core L7 and the inclusion of additional capacitor (5-30 pF) in parallel C10 generator is necessary to achieve the overlap in frequency 14.0 ... 14.85 MHz.

Table 1

CW-SSB-transceiver direct conversion to 10 meters

The work of the local oscillator can be checked using the RF frequency and RF voltmeter the voltage at each of the L6 coil halves should be 1.6 ... 1.8 V. If it is not included in these limits - you need to choose the number of coils L6. Now you need to go to the setup microphone amplifier and mixer - modulator. Do not connect the power 42 to apply 12V voltage at the output 7 A2 and test the functionality of the amplifier. Adjust the sensitivity can be the selection of the nominal value R31.

To set the mixer - the modulator need an oscilloscope, millivolt and tone generator (GZCH). With millivoltmeter and adjust the generator L11 contour C 14 on the frequency of 480 Hz, then loop L10 C13 on the frequency of 1880 Hz. Log phase shifter is disconnected from the capacitor C1S and C41, and the outputs from the L8 and L9 coils. Sign "X" and the oscilloscope AF generator output is connected to a connection point L10 and L11 coils. By the oscilloscope input "V connect SI L10 junction with the generator signal is fed to a frequency of 480 Hz In the oscilloscope display should be straight line sloping If instead the ellipse -... You need to fine tune the loop L11 S14.Zatem to input" Y "connected connection point L11 C12 and, in the same way check setting L10 C13 to the frequency of 1880 Hz. Thereafter, to the input of the oscilloscope "X" instead of the input of the phase shifter are connected free of its output. The channels of the oscilloscope sets the same gain. GZCH tuned to the frequency of 1880 Hz. The resistors R6 and R7 temporarily replace variable to 1 kW. Turn the R6 engine to achieve the appearance of the screen circumference. Then, setting GZCH 480 Hz is chosen in the same way the resistance of the resistor R7.

The setting is correct if the frequency change of the output GZCH in the range of 300 ... 3000 Hz on the oscilloscope screen, a circle will continue.

Resistor R5 achieve the best possible suppression of the lower sideband.

input circuit setting and L4C5 circuit to produce high frequency range. Then, sequentially energizing the power amplifier stages set up in the middle of the circuits L16 and L15 C34 C32 range. Setting the output stage is performed in the equivalent antenna connected - resistor 75 Ohm 10 W (you can solder the battery of four parallel connected resistors 2W 300 Ohm each).

Setting UMZCH comes to setting the selection of resistor R16 to the emitter voltage VT3 and VT4 equal to half the supply voltage.

Author: Bortko B .; Publication: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

سایت دانلود رایگان

با سلام

 ادرس ذیل سایت بسیار مناسب رایگان جهت در یافت نقشه و اطلاعات اکثر وسایل الکترونیکی منجمله فرستنده گیرنده ها و مجلات و کتب می باشد

http://www.diagram.com.ua/english/library/funkamateur-magazine/funkamateur-magazine.php?row=1

http://www.diagram.com.ua/library/elektronika-usiliteli/elektronika-usiliteli.php?row=1

http://www.diagram.com.ua/english/library/handbooks-rcomp-motorola/

27 mhz simple radio

سلام روزتان بشادی

طرحی از رادیوی 27  مگا  توسط مهندس  علیرضا سیفی   ترجمه و در گروه رادیو اماتوری اراعه گردید که بدلیل سادگی  تقدیم دوستان می گردد در صورت  علاقه سوال یا توضیح یا راهنمایی اگر لازم بود اماده پاسخ گویی   توسط اعضای محترم گروه و استادان 27 مگا یا بقول دوستان فرکانس مهندس عاملی هستم

QRP 8W @ 13.8V 1.35A

QRP 8W @ 13.8V 1.35A

40m band

This is the end of ARARINHA project, I will add CW and further others bands.

ARARINHA is simple to build and to adjust, I will describe the circuit and add details and tips of building.

This schematics is the ARARINHA 4 normal.

واكي تاكي 1وات رو فركانس 27mhz

سلام 

دوست عزیزی درخواست رادیو 27 مگا با مشخصات زیر کردند:

سلام جناب عبالحق بنده از علاقمندان راديو اماتوري هستم اگر ميشه نقشه يك واكي تاكي 1وات رو فركانس 27mhz با نقشه ومدار چاپي با استفاده از كريستال27mhz با اختلاف 455khzبگذاريد

در اجرای امر این عزیز رادیوی 27  مگای با ای اف 455 کیلو ساخته  برادر بزرگوارمان جنابمهندس دلقوی را اراعه می نمایم

هرگونه توضیح و راهنمایی هم از طریق ایشان یا مکاتبه  قابل انجام می باشد ضمنا این رادیو در  فرکانس 27035 کیلو یا کانال 7 فعال و بگوش می باشد

 جناب دل قوی فرموده اند:

من نقشه فرستنده  27 مگاهرتز  استاد عاملی را درست کردم و   تمامی نقشه  ساخته شده و فیبر موجود است اما قدرتش 4 وات است و ایشان می  تواند طبقه اخر را  حذف کند  و مدار در عمل می شود  1 وات

کمپ رادیو آماتوری یک روزه

با سلام

فعالیت یک روزه کلوب رادیوآماتوری البرز (EP2C)

کلوب رادیوآماتوری البرز (EP2C) قصد دارد در راستای :
# گسترش فعالیت های رادیوآماتوری در ایران
# برپایی سریع ایستگاه رادیویی در شرایط بحران
# آموزش (برپا کردن و تیون آنتن، تنظیم و راه اندازی تجهیزات رادیویی، نحوه برقراری تماس رادیویی و مورس و ساخت آنتن های مختلف
# امکان برقرای تماس با رادیوآماتورهای ایرانی توسط رادیوآماتوری های بین المللی
فعالیت یک روزه ای را در تاریخ شنبه ۲۶ تیر ۱۳۹۵ در ارتفاعات کرج برگزار نماید.
این برنامه از ساعت ۵ صبح شروع شده و بر روی باندهای ۱۰، ۱۵ و ۲۰ متر تا ساعت ۲۱ شب ادامه خواهد داشت،
پیشاپیش از حضور تمامی دوستان رادیوآماتور یا علاقه مند به رادیوآماتوری استقبال می کنیم. در صورت تمایل به حضور و اطلاع از آدرس دقیق محل برگزاری، با آقای محمد عظیمی (EP2LMA) یا سعید شکراللهی (EP2LSH) تماس بگیرید.
حضور در این برنامه، برای افراد علاقه مند به رادیوآماتوری بسیار آموزنده و مفید بوده و افراد از نزدیک شاهدبرپایی ایستگاه و نحوه برقراری تماس های راه دور خواهند بود.
بدیهی است برنامه مذکور در چهارچوب قانون و با اخذ مجوز از سازمان تنظیم مقررات و ارتباطات رادیویی و با هماهنگی دیگر ارگانهای ذیصلاح برگزار می گردد.
www.ep2c.ir

@alborzdx

Alborz dx group | First Iranian dx group
The EP2C club will be active on 16 July (Saturday) in Karaj’s heights (Karaj is a city 30Km north-west of Tehran) The primary motivations for this activity

مدیریت تماس های DX

 با سلام   مطلب جالبی از  گروه البرز بدستم رسید که تقدیم دوستان می شود

مدیریت تماس های DX

توسط: Mehdi در مقالات مارس 10, 2016 ۰ 295 نمایش

مدار برگشت سنج امواج رادیویی

مدار تطبیق امپدانس

با سلام 

در ذیل طرحی از یک اماتور روسی که در ان از مدار تطبیق امپدانسی استفاده کرده که هم با ال ای دی قدرت رفت یا برگشت را نشان میدهد  و هم با استفاده از کلید و عقربه نسبت رفت امواج را به برگشتشان اندازه می گیرد

مدار خوبی است و تقریبا مشابه مدار تطبیق امپدانس رادیو اچ اف شرکت راکال انگلیس است

A short review of antenna and network analyzers

http://www.rigexpert.com/index?s=articles&f=aas

طرح نوسانساز مهندس رسولی

با سلام و  تشکر از دوست عزیزم مهندس رسولی

این طرح  با استفاده از ماژول ۹۸۵۰  و  مداربرنامه ریزی PIC تهیه شده  و قادر است  در دو  اسیلاتور مستقل کار کند و دارای ۲۰ کانال حافظه کامل می باشد  می تواند  علاوه بر تهیه فرکانس مستقل در هر نوسانساز  فرکانس میانی را اضافه یا کم نموده لذا در حالیکه اسیلاتور روی فرکانس محلی نوسان می کند فرکانس کار رادیو را نشان دهد که حاصل جمع یا تفریق  فرکانس میانی و نوسان ساز محلی است  دارای دکمه تنظیم دقیق بمقدار + -   ۳کیلوهرتز می باشد مقدار دقیق اختلاف فرکانس ها  در حالت کارکرد آ ام و تلگرافی و یو اس بی و ال اس بی در ان درنظر گرفته شده و قابل انتخاب است ورودی مدار با ولتاژ۱۲ ولت  است می توان با استفاده از نوسانساز دوم فرکانس فرستنده و گیرنده را مجزا انتخاب کرد  

علاقمندان  جهت  اظهار نظر یا سفارش و تهیه این دستگاه با ایمیل مهندس  رسولی با ادرس زیر تماس حاصل فرمایند:

Jfrras@gmail.com

ـالـون: شناخت، ساخت، سنجش

باسلام

بررسي بسيار جالب بالونها و رفتارشان در  وبلاگ عزيز دوستم   جناب اقاي فرزاد  از المان

http://etesalkootah.blog.ir/1395/02/08/BalUn_Understand_make_Measure_Part_6

.

بالون هیبریدی: ترکیب بالون ولتاژ و بالون جریان

نکات مهم در بالون های هیبریدی عبارتند از:

.

.

یک بالون ولتاژ و یک بالون جریان به صورت متوالی (سری) بسته می شوند،

• هر یک از این بالون ها کار خود را به بهترین نحو انجام می دهد و اگر از وظیفه ی یکی چیزی باقی بماند، دیگری انجام آن را به عهده می گیرد.
• بالون ولتاژ، مستقل از امپدانس آن، ولتاژ روی بار را متعادل می کند. این بالون در اغلب موارد وظیفه ی یک ترانس تطبیق را هم به عهده می گیرد و امپدانس را تبدیل می کند.
• بالون جریان 1:1 برای امپدانس های نامعین، به عنوان یک چوک مسدودکننده ی نامتعادل، از بالون ولتاژ در مقابل جریان های نامتعادل بر روی خط انتقال (فیدر) محافظت می کند.
• بالون ولتاژ و بالون جریان، هر کدام بر روی یک هسته ی مجزا پیچیده می شود. به این ترتیب از بروز تاثیرات متقابل به واسطه ی فلوی مغناتیسی پیش گیری می شود.

.

بالون با رفتار مبدّل و نسبت تبدیل امپدانس (بالون هیبرید)

ساختن یک «بالونِ مبدل» با نسبت تبدیل امپدانس (مثلاً 1:4 ، 1:6 ، 1:9) که همزمان بتواند جریان های غلافی را نیز تضعیف کند، مستلزم به کار گیری دو هسته است.

.

.

این هدف با ترکیب یک «بالون نامتعادل/نامتعادل» (UnUn) یا یک «بالون ولتاژ» به عنوان مبدّل امپدانس، سری با یک «بالون جریان» به عنوان چوک مسدود کننده (مجموعاً: بالون هیبرید) حاصل می شود. به عبارت دیگر:

یک هسته برای بالون جریان – یک هسته ی جداگانه برای مبدل با باند پهن.

• مبدل امپدانس با باند پهن برای نسبت تبدیل مورد نظر،
• بالون جریان 1:1 که جریان نامتعادل را سرکوب می کند.

کاربردهای این نوع بالون ها، به عنوان مثال، عبارتند از:

• در مسیر فرستنده - کابل هم محور (کواکسیال) - بالون: «لوپ تمام موج» ،
• در مسیر فرستنده - کابل هم محور - بالون: دایپل چندبانده،
• در مسیر فرستنده - کابل هم محور - بالون: آنتن تجمیع جریان (Current Sum Antenna) ،
• در مسیر فرستنده - کابل هم محور - بالون: Windom Antenna ،
• در مسیر فرستنده - کابل هم محور - بالون: آنتن سیمی از نوع سیم دراز Long Wire .

.

بالون هیبریدی بر اساس طراحی«ویپرمن»

این بالون بر اساس طراحی رادیوآماتور، آقای «ویپرمن» (Wipperman) با شناسه ی آماتوری DG0SA ساخته می شود و در آن «بالون جریان» در سمت 50 اهمی قرار می گیرد.

.

.

بالون هیبریدی بر اساس طراحی«رُز»

این بالون بر اساس طراحی رادیوآماتور، آقای «رُز» (Roos) با شناسه ی آماتوری ZS1AN ساخته می شود و در آن «بالون جریان» در سمت 200 اهمی قرار می گیرد.

.

.

بالون هیبریدی 2/25: 1

در اینجا از یک بالون ولتاژ، که به صورت «اتوترانسفورماتور» برای تبدیل امپدانس مداربندی شده، و یک بالون جریان برای متقارن کردن آن استفاده شده است. اتوترانسفورماتور در بر دارنده ی سه پیچش متوالی (سری) است.

.

.

نرخ تبدیل امپدانس در اتوترانسفورماتور به صورت 2 به 3 است یعنی در حالی که خروجی 113 اهمی به اولین و آخرین پایانه های سری پیچش ها وصل شده (سه سوم = 1)، ورودی 50 اهمی در مدار دو تا از پیچش ها (دو سوّم) قرار داده شده است.

می دانیم که در ترانسفورماتورها نسبت امپدانس های اولیه و ثانویه با عکس مربع دورهای اولیه و ثانویه متناسب است. بنابراین، خواهیم داشت:

.

.

و از اینجا درمی یابیم که امپدانس خروجی این بالون 2/25 برابر ورودی، یعنی در حدود 113 اهم است.

.        

آشنایی با بالون های فشرده – سری AMA

شرکت آلمانی «هوفی» (Hofi)  در سبد تولیدات خود سری بالون های کمپکتی با نام تجارتی «فریتسل» (Fritzel) با تیپ «آ.ام.آ.» دارد. در این محصولات هر دو بالون های ولتاژ و جریان دور یک هسته ی فریت پیچیده شده اند. برخی از رادیوآماتورها این محصولات را نمی پسندند و به عنوان یک تولید اشتباهی از آن یاد می کنند. در اینجا ما با یکی از آنها با مدل AMA2 و دلایل مخالفان آن آشنا می شویم:

.

.

همان طور که در تصویر دیده می شود، این بالون شامل یک ترانس تبدیل امپدانس 1:2 و یک بالون جریان 1:1 است. بالون اخیر از دو رشته سیم لاکی تابیده شده تشکیل یافته که دور همان هسته ی ترانس تبدیل پیچیده شده است.

به عقیده ی نویسنده، بر روی بالون جریان، فلوی مغناتیسی که توسط ترانس ایجاد می شود، اثر می گذارد و در نتیجه انرژی نامتقارن از طریق فلوی مغناتیسی در بالون جریان القا می شود. به این ترتیب، بالون جریان در این مجموعه فایده ای نخواهد داشت.

علاوه بر این، نحوه ی ساخت این بالون (استفاده از سیم لاکی با عایق معمولی) آن را در مقابل ولتاژهای بالا آسیب پذیر می سازد.

محصولات این تولیدکننده را در نشانی www.hofi.de ملاحظه خواهید کرد.

.

ادامه دارد ...

.

.

مطالب مرتبط:

بـالـون: شناخت، ساخت، سنجش -5

بـالـون: شناخت، ساخت، سنجش -4

بـالـون: شناخت، ساخت، سنجش -3

بـالـون: شناخت، ساخت، سنجش -2

بـالـون: شناخت، ساخت، سنجش -1

.

CRA R.A. list

نحوه انتشار امواج نسبت به فاصله انتن از زمين بر حسب طول موج

با سلام

مطلب فوق جهت اطلاع از اثر فاصله از زمين انتن برحسب طول موج به عرض مي رسد

ضمن تشكر از جناب مهندس مثيمي استاد بزرگوار خودم

http://ham.stackexchange.com/questions/484/what-causes-ground-losses-in-a-hf-antenna-system

اخبار گروه ep2A

با  سلام  و تبريك  ايام

گروه جديد راديو اماتوري بنام EP2A

با سلام  اعضاي گروه راديو اماتوري  فوق از اكراين و ليتواني امشب وارد ايران شده و در شمال فعال خواهند بود

جهت تماس با اين گروه با شماره هاي ذيل تماس حاصل فرماييد:

سلام دوستان
روز همه بخیر
دوستانی که علاقه مند بازدید dxpedition در محل زیبا کنار هستند
با یکی از شماره های
09122613010
09123042161
09359500001
هماهنگ بفرمایند

 http://www.lral.lv/exped/ep2a/index.html

دوستان عزیز DXpedition  با شناسه EP2A با شرکت 7 نفر از کشور لاتویا و اوکراین از مورخه ۲۸ فروردین ماه بمدت ۱۰ روز در حوالی شهر انزلی برگزار میگردد.با توجه به اینکه برگزاری این رویداد موقعیت مناسبی جهت  افزایش دانش فنی و عملی علاقمندان و رادیو اماتور های عزیز باشد لذا خواهشمند است  در صورت تمایل با هماهنگی قبلی از این کمپ رادیویی بازدید فرمایید.

مقايسه دو روش نوسانسازي ماكرويو

Written by Hans Summers   
Wednesday, 06 April 2011 11:03

The Si570 is a relatively new device made by Silicon Labs. It's a very small device containing a crystal reference oscillator, digital Phase Locked Loop (PLL), and I2C interface so it can be programmed for any frequency between 10MHz and 945MHz (selected frequencies to 1.4GHz). Direct Digital Synthesis (DDS) chips such as those from the market leader Analog Devices have been around for longer. They are very different kinds of parts, even though they are both oscillators. Accordingly the best choice depends heavily on the application. These are my opinions about the relative advantages and disadvantages which may be important factors for your decision.

 

Projects

 

    
Experimental DDS project     Si570-based QRSS transmitter
Reference data

Analog Devices DDS page
Analog Devices AD9910 DDS datasheet
Analog Devices AD9912 DDS datasheet
Silicon Labs
Si570 datasheet
Ease of Construction

Package comparison (not to comparable scale):
    
AD9910 DDS (QFP100)     Si570 (7 x 5mm package)

The Si570 wins here. It has 8 pins, and although a small surface mount package, you can still solder it reasonably easily, even with no PCB. On the other hand, all of the modern DDS devices are in surface mount packages only, for example this 100-pin AD9910 DDS. Soldering that one ugly-style would be a challenge. Even the earlier generation DDS's with 28 pin SMD's weren't easy.
Output waveform

The Si570 has a squarewave output. Often that's fine, for example, if you want to drive a mixer with it: many mixers operate best when the VFO is a squarewave. If you want a sinewave, you'll need a lot of low pass filtering to get rid of the rich suite of harmonics.

DDS chips have a sinewave output: it is generated by the rapid output of a succession of analogue voltages via a Digital-to-Analogue converter (DAC), which approximates a sinewave. Many of the DDS chips have an onboard comparator which can easily be used to turn the sinewave output into a squarewave, if that's what you need. Bear in mind though that you need an anti-alias low pass filter on the output of DDS chips to produce a clean output.

Which one wins... depends on your application. If you only need a squarewave, Si570 is fine. DDS can do either (if it is one of the ones which has a comparator on board), so for that reason, my winner is DDS.
Frequency range

A DDS will function right down to near DC. The practical upper range of a DDS is normally considered limited to 40% of its reference clock oscillator. This is a limitation of the digital synthesis of the waveform, which is a sampled process (look up Nyquist). Frequencies higher than 40% of the reference clock oscillator are also possible at the output of the DAC which is unfiltered, and these could be extracted by suitable bandpass filtering instead of the usual low-pass filter. Outputs like this require more detailed design and the performance is unlikely to be as good.

By contrast the Si570 allows any output frequency from 10MHz to 945MHz, and a more limited selection of frequencies all the way up to 1.4GHz. I have heard that operation below the specified 10MHz lower limit is possible too but have not confirmed this myself.

Here I'd say the DDS would win if you wanted to be able to go down to very low frequencies, but the Si570 would win if your application needs very high frequencies, or a very wide continuous range up to UHF and beyond. But because the Si570 has such a large and convenient range, let's call it the winner.
Frequency stability/accuracy

DDS requires a reference clock oscillator, which one normally provides with a high stability crystal oscillator. You have to provide the crystal reference oscillator. You can make it as accurate and stable as you like. GPS-lock it, lock it to a Rubidium standard, put it in a constant-temperature oven... whatever you like.

The Si570 has its own crystal oscillator built in. The difference here is that you have not much control over the internal oscillator of the Si570. You can't adjust it to be exactly on frequency, you can't lock it to a frequency standard or GPS reference. (It does have some frequency adjustment via an ADC input, but you'd still need to measure the actual frequency, compare it to a standard, and estimate a correction voltage - so it doesn't really do the job except with extreme effort). In my Si570-controlled QRSS beacon I found that the Si570 was already quite accurate and stable: A few Hz off frequency at 10.140MHz and it did not seem to drift perceptibly with room temperature variations, though neither of these measurements were detailed.

In my opinion, if you need stability and accuracy, DDS wins here, because you can make it as accurate and stable as you like.
Frequency agility

The frequency of a DDS can be set almost instantly (at least, as fast as you can clock your new desired frequency into the chip)! Most DDS chips have at least 32-bit tuning word resolution, and some of them even have 48-bit tuning word (e.g. AD9912) giving you tuning resolution down to steps of a few micro-Hz, if you should ever need it!

Si570's can also be tuned in very small steps but the frequency does not change instantly. When you make a change in frequency, there is a delay of up to 10ms (0.01s) while the internal PLL locks on to the new frequency. That can sound like a small click/chirp in your receiver audio for example, if you are using the Si570 as your receiver VFO. The Si570 can also be tuned much faster (100 times faster) for small steps within 3,500 parts per million (ppm) of the centre frequency. In this case, the settling time is less than 0.1ms (100us).

This delayed tuning of the Si570 might make it unsuitable for some applications, e.g. digital communications modes where the frequency must be changed quickly, or split frequency operation, or perhaps QSK CW with an offset between receive and transmit (though this would be unlikely to exceed the 3,500 ppm needed for a large-step).

So for frequency agility, the DDS definitely wins if your application needs it: frequency changes are as good as instant!
Programming interface

The DDS chips have a serial programming interface, and programming is easy. Some also support a parallel programming interface (one byte at a time). I built a DDS generator which can be done without a micro-controller at all (see here) but normally you'd be using a microcontroller.

The Si570 has an I2C interface, and programming the frequency you want is a little more tricky - involving some calculation of different multiplier/divider values and the internal digitally-controlled-oscillator frequency. A little more complex than the DDS programming word, which is a simple fraction of the reference clock frequency.

The Si570 is still not a problem if you're reasonably competent with programming microcontrollers, but as the DDS is more straightforward it has the lead here, I think.
Performance: Spurs

The Si570 is a digital phase locked loop oscillator producing a squarewave output. As all squarewaves, this is a fundamental plus a rich comb of odd harmonics. If a sinewave is required and the range of operation is narrow, the spurs can be filtered out if required, and are of course a reasonable distance from the carrier (i.e. at 3, 5, 7... times the fundamental carrier frequency). There is some harmonic content on even harmonics too as the output is not guaranteed to be a perfect 50% square wave. Other spurious responses are very low for the Si570 and not normally considered to be a problem.

DDS chips have a bad reputation for spurs! This is because the output sine waveform is approximated by a series of discrete steps, which are later filtered external to the chip by your low pass filter. The process is inherently a discrete appoximation of the ideal sinewave, which generates spurious responses. The spurii are numerous and at various different amplitudes, and also can occur very close to the carrier, so you cannot filter them all away.

Some of the most modern Analog DDS chips include a "SpurKiller" technology, such as the AD9912 with two SpurKiller channels. These are effectively two parallel DDS cores, whose frequency and output amplitude and phase can be set up such that if your application can predict or measure the location of your spurs, you could choose your two most objectionable spurs, and eliminate them by cancelling them out. I think the range of instances that this would be useful would be somewhat limited. The datasheet mentions that this feature performs optimally slightly differently on each device, which would further limit its usefulness in many practical applications.

The seriousness of the spurs problem depends mainly on two factors: the resolution of the DAC and the proportion of the output frequency relative to the reference oscillator frequency. DAC's typically go from 10-bits in some earlier devices up to 14-bits in a top-of-the-range device like the AD9912. A higher resolution DAC produces less spurs. Similarly if the reference oscillator frequency is very high relative to the output frequency, spurs are reduced. The AD9912 can operate with up to a 1GHz reference oscillator. For output frequencies in the 0-30MHz HF range, the spurs are very minimal. For VHF or UHF output frequencies the spurs could be more objectionable for sure. For amateur radio use, even on a low-end DDS, spurs are unlikely to be a problem in purely transmit applications, because they are less than the legal spurious output limits of amateur radio equipment. In receive applications, spurs will show up as birdies in the receiver, and are more serious. However, for an HF receiver if you were using a modern DDS such as the AD9912 with 1GHz reference clock oscillator, then the spurious content would be very low and unlikely to be noticeable in most cases.

A high-end DDS with careful design hasn't got spurious response problems under a limited range of circumstances i.e. at HF. But the Si570 wins on this one because it doesn't have spurs problems anyway.
Performance: Phase noise

Phase noise can be imagined as a widening of the theoretical perfect vertical line you would see on a spectrum analyser examining the output signal. One reason why it is important in a receiver, is that it mixes with strong signals some kHz away from your wanted signal to produce an elevated noise floor, which could easily obscure a weak signal you want to listen to. For a high performance receiver, it is really important to use a low phase noise local oscillator.

The phase noise performance of DDS is generally very good. There is a little jitter added by the imperfections inherent in the digital waveform approximation and some general very limited phase noise added by the imperfections of this digital device. Also the DDS phase noise can only ever be as good (actually slightly worse) than the reference clock oscillator. Typically this would be a crystal-based crystal oscillator, and crystals, being very high Q devices, have very good phase noise performance. So generally, DDS is considered a low phase-noise technology.

Many of the DDS chips include a reference clock multiplier PLL. This can be used to provide an internal very high frequency reference clock, up to the rating of the device e.g. 1GHz for the AD9910, from a much lower input clock oscillator frequency. Remember that high reference clocks are best, for best spur performance, so the multiplier can be useful in that regard. It can simplify your design greatly, but it comes at the price of adding unwanted phase noise in the internal PLL multiplication process. Frequency multiplication in any event carries a theoretical minimum 6dB/octave (or 20dB/decade) phase noise penalty, but if you use the internal PLL multiplier you add even more than this. So for best phase noise performance, leave the PLL switched off and build your own external high frequency reference oscillator.

The Si570 is based on a PLL technology, which generally has a much higher phase noise. However in the Si570, they minimise the phase noise by careful design and by using a very narrow loop bandwidth. This is the reason why it has a relatively slow settling time (10ms) when you change the frequency. So the phase noise of the Si570 is pretty respectable, and will probably be adequate for many applications.

How about a comparison between DDS and Si570? The phase noise performance data in some of the DDS datasheets is somewhat limited. Often they show the "residual phase noise", which means the additional phase noise which is added to that of the reference oscillator by the DDS process itself. This is not the same as the actual phase noise you would observe on the output - for that you need to also add the phase noise of the reference oscillator - so it is not directly comparable with the phase noise of an Si570. However, some of the DDS device datasheets show an absolute phase noise chart, and an example of this is the AD9912 which shows output phase noise for various output frequencies and assuming the use of a high performance 1GHz Wenzel oscillator. The Si570 datasheet has a table of phase noise at three output frequencies (120MHz, 156.25MHz, 622.08MHz).

It is important to remember that when a frequency is divided, the phase noise also decreases by 6dB per octave (or, 20dB per decade). So in any comparison, we need to take this into account if the frequencies concerned are not the same. For this example comparison, I am choosing to compare the Si570 data at 156.25MHz with a graph in the AD9912 datasheet at 171MHz. Strictly I should adjust for this frequency difference (i.e. 156.25MHz and 171MHz) by doing some mathematics for the 6dB/octave. However they are close enough frequencies that this would make only 1dB difference or so, which in any event is only about the precision I can read off the values from the chart in the AD9912 datasheet, so I'm going to ignore it for now. This small inaccuracy would act in favour of the Si570 which is at the lower frequency in this comparison.

So, here's a table of the values for 156.25MHz from the Si570 datasheet, and the corresponding values read off the graph from the AD9912 datasheet. These results would be expected to be broadly repeatable with the two devices at other frequencies, appropriately scaled by 6dB/octave (20dB/decade). The units of phase noise are dBc/Hz.
Offset     Si570     AD9912
100Hz     -105     -125
1kHz     -122     -138
10kHz     -128     -148
100kHz     -135     -157
1MHz     -144     -162
10MHz     -147     -163

Here are those same results, represented on a graph:

The overall conclusion here has to be that a top-end DDS with quality reference clock oscillator and good design (the AD9912 at 1GHz refclk), can outperform the Si570 by 20dBc/Hz. However, I'd say that for many applications the Si570 phase noise performance would be sufficient, and probably better than many expensive commercial "black box" amateur radio transceivers on the market.

But due to the excellent phase noise performance of DDS technology, DDS is the winner here.
Power Consumption

Neither the Si570 nor DDS are exactly innocent when it comes to power consumption. Both will be agressively trying to drain your batteries, if you are operating battery-powered equipment.

The Si570 is stated to consume 120mA at 3.3V for the LVPECL, which is 396mW. An AD9912 on the other hand, requires separate voltages at 1.8V and 3.3V for its various sections (analogue and digital). Each has different current consumption, but the datasheet also lists typical power consumptions under various configurations. The power consumption is between 637mW and 747mW. The AD9912 even has an exposed copper pad on the bottom to help get the heat out! Don't forget, this is even before you consider that the Si570 has its own internal reference clock oscillator, whereas DDS chips needs you to provide one externally, which will add even more power.

Some of the older, less powerful DDS chips do consume less power. But as I've mentioned the top of the range DDS devices a lot, particularly the AD9912, I'll say that the Si570 wins on this measure.
Cost

Neither are cheap. The Si570 is a similar price to some of the lower-end DDS chips but for a high-end DDS such as the AD9910 or the AD9912 I keep mentioning, you'll be paying considerably more than for the Si570. Also the DDS require more support circuits such as the reference clock oscillator, which is also unlikely to be cheap. On the other hand, if you're a cunning (and stingy) radio amateur, you used to be able to get free DDS samples from Analog. You never could get free Si570 samples from SiLabs. Overall I think we have to say the Si570 wins on cost, generally.
Other features

The Si570 is just a plain oscillator. If you want more features, you want a DDS! Read the datasheets, and be amazed! Control the amplitude, control the phase, add spur killing. Some DDS devices contain TWO cores and outputs, which can be set to be offset at 90-degree phases (useful for phasing direct conversion mixers for example - check out the AD9854). Automate your amplitude modulation, frequency modulation, phase modulation, automatic sweep, and other kinds of features I can't even remember or understand. You probably don't need them, they're probably just sales gimmicks, but on features you have to agree, the DDS is definitely the winner.
Overall complexity

An Si570 is pretty simple to use. Just add a 3.3V power supply, connect up your microcontroller, and you're ready to go.

Not so, the DDS! With a DDS you may need four separate well-regulated and clean power supplies, some at 1.8V and some at 3.3V. You need a reference clock oscillator. Some DDS chips have an onboard oscillator where you can just connect the crystal directly to the chip. But for best performance you'll want to design and build a 1GHz oscillator, which is no trivial matter, and get that properly coupled into the chip input. Then you need the reconstruction filter (typically low pass) at the output, and that needs to be carefully designed too. The board design needs lots of care too, with all that high frequency stuff rolling around.

Yes, using a DDS is a lot more effort than an Si570. So on complexity, the Si570 is definitely the winner.
Summary

So after all that, here's my summary of my opinion on the various criteria by which to judge these two kinds of oscillator. Bear in mind that every application is different! In some applications, some of these criteria don't matter to you at all, or the decision of what is better will be clear (and opposite to my conclusion). In others, you are faced with the usual decisions about trade-offs. Performance and complexity; features and cost; etc. But I'll generalise and operate in typically bi-polar manner and give my overall winner in every category regardless, and leave the judging of your applications to you.
Category     Winner

Ease of construction
    Si570
Output waveform     DDS
Frequency range     Si570
Frequency stability/accuracy     DDS
Frequency agility     DDS
Programming interface     DDS
Performance: Spurs     Si570
Performance: Phase noise     DDS
Power Consumption     Si570
Cost     Si570
Other features     DDS
Overall Complexity     Si570
Further reading

For a great inspiring read about a wonderful ultimate-high-performance receiver project, and the reasons why Martein PA3AKE chose the AD9910 DDS for his oscillator, please visit his site. For Si570 kits see SDR Kits. There are loads of DDS kits around, just google for them. For lots of interesting info and discussion about the Si570, visit Andy G4OEP's Si570 pages; like Martein PA3AKE, Andy never does anything by halves.
My Favourite

What's best really depends on the application. But if you're still reading this, and I have to choose a general overall favourite, I just have to choose the DDS. Just like a favourite colour, or a favourite lucky number, I don't need a good reason. I just LIKE it better!
Last Updated on Monday, 03 March 2014 04:54
 

sdr

ساخت یک مدار فرکانس شمار برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

در این مقاله به معرفی یک مدار فرکانس شمار با محدوده ی کار تا 30 مگاهرتز و دقت 100 هرتز می پردازیم که دستگاه اندازه گیری ساده و کارآمدی برای کارگاه شما خواهد بود. این فرکانس شمار در اصل برای استفاده در یک دستگاه گیرنده-فرستنده ی رادیوآماتوری موج کوتاه طراحی شده بود، به این خاطر در ادامه ی شرح این فرکانس متر (که برای فرستنده-گیرنده ی پیش گفته طراحی شده بوده) با قابلیت ها و فانکشن هایی روبرو می شوید که ممکن است مورد استفاده ای در اندازه گیری های شما نداشته باشند که شما می توانید آنها را نادیده بگیرید.

با ارایه ی این مقاله، همزمان، به وعده ای که در مقاله ی «ساخت یک دستگاه آنالایزر آنتن» داده بودیم عمل می کنیم و مدار یک فرکانس شمار مناسب برای آن پروژه را در اختیار خواننده قرار می دهیم.

روشن است که از این فرکانس شمار به عنوان یک دستگاه مستقل نیز می توان استفاده نمود و ساختن و در دسترس داشتن چنین وسیله ی اندازه گیری مفیدی همواره به هر دوستدار الکترونیک خدمت خواهد کرد.

قلب این مدار یک میکروکنترلر PIC است که با قیمت مناسبی تهیه می شود. به این آی.سی. تعدادی افزاره ی معمولی دیگر و یک نمایشگر ال.سی.دی. دارای یک سطر 16 کارآکتری اضافه می شود. در حقیقت آرزوی داشتن فرکانس شماری ساده تر از این آرزوی محالی بیش نیست!

.

نقشه شماتیک مدار فرکانس شمار

نقشه ی شماتیک مدار

.

همچنین باید یادآور شد که دقت نمایش این فرکانس شمار 100 هرتز است که برای کاربردهای معمولی بیش از حد دقیق محسوب می شود.

در مدار این فرکانس شمار نکته ی تازه ای دیده نمی شود و در طراحی آن از روش های معمول استفاده کرده ایم. برنامه ی میکروکنترلر را یکی از دوستانم، که با این افزاره ها آشناست، بازنویسی کرد تا پایانه های Ra و Rb میکروکنترلر از یک طرف برای کاربرد در نمایش فرکانس تولید شده در مولد «آنالایزر آنتن» به عنوان عضوی از آن دستگاه، و از سوی دیگر برای کاربرد در اندازه گیری های متفرقه انطباق داشته باشد. برنامه را از اینجا دریافت کنید:

.

دریافت برنامه های مدار فرکانس شمار

دریافت
عنوان: 10MHZ.HEX     دریافت
عنوان: 10MHZ.HEX     دریافت
عنوان: 4MHZ.HEX
دریافت
عنوان: 4.915.HEX     دریافت
عنوان: 8.9063MHZ.hex     دریافت
عنوان: 10.7MHZ.HEX

 

.

شرح زیادی در خصوص نحوه ی کارکرد مدار نمی توان ارایه داد، زیرا تقریباً تمام کارها در داخل میکروکنترلر انجام می پذیرد. دو ویژگی این مدار اجازه می دهند تا بتوان از آن در اندازه گیری و نمایش فرکانس خروجی اغلب مولدهای فرکانس استفاده کرد: آرایش ورودی-خروجی های میکرو به دلخواه کاربر برای تطبیق دادن آن با حالت (مُـد) کاربرد در هر موردِ فرکانسی، و امکان تنظیم «نوسانگرهای فرکانس مبنا» به عنوان «فرکانس رفرنس» در طیف وسیعی از فرکانس ها برای استفاده در تنظیم فیلترهای کریستالی و جبران خطای کوارتزهای به کار رفته در آنها.

بیایید نگاهی به موضوع « آرایش فرکانس ورودی-خروجی» بیاندازیم:

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB6 (مرتبط با S3): در صورت وجود پل (جامپر)  روی S3، همه ی ورودی-خروجی های دیگر غیرفعال می شوند. به عبارت دیگر، فقط همان فرکانس سنجیده شده نمایش داده می شود. در این حال می توان از آن در نمایش مستقیمِ فرکانس کار بخش های مختلف گیرنده ها و فرستنده ها استفاده کرد. در دستگاه «آنالایزر آنتن» ما هم این فرکانس شمار را در این «مُـد» با یک تکه کابل هم محور (کواکسیال) کوتاه به آن متصل می کنیم. در اندازه گیری مثلاً فرکانس IF یک گیرنده، فرکانس شمار را از طریق یک خازن 3/3 تا 47 پیکوفاراد به دستگاه تحت آزمایش وصل کنید تا میان دو مدار جداسازی DC اجرا شود. پس از آن می توان تنظیمات ضروری احتمالی را در گیرنده انجام داد.

اما اگر پل روی S3 را برداریم، همه ی ورودی-خروجی های میکرو فعال خواهند شد. این حالت کاری برای مواقعی مانند استفاده از فرکانس شمار در یک مدار مرّکب گیرنده-فرستنده با ساختمان سوپرهترودین (تبدیل فرکانس) و وجود فرکانس ها و فرکانس سازهای متعدد مناسب است.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB5 (مرتبط با S2): وقتی پل بر آن قرار گیرد، فرکانس یک نوسانگر بیرونی (مثلاً یک VFO) با مقدار فرکانس اندازه گیری شده جمع می شود. با برداشتن پل، فرکانس نوسانگر بیرونی از مقدار فرکانس اندازه گیری شده کم می شود. این فانکشن ها در اندازه گیری طبقات فرکانس میانی دستگاه های فرستنده-گیرنده کاربرد دارد و استفاده از آنها در دستگاه «آنالایزر آنتن» لزومی ندارند.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB4 (مرتبط با S1): اصلاح مقدار نمایش به اندازه ی باضافه یا منهای 1/5 کیلوهرتز برای رفتن به باند جانبی بالا یا پایین برای نشان دادن حالت های کارکرد «تک باند جانبی» (SSB) یا «موج پیوسته» (CW). اگر پل بر روی S1 قرار گیرد، اصلاح معادل 1/5- کیلوهرتز (باند جانبی پایین LSB)، و اگر برداشته شود، برابر 1/5+ کیلوهرتز (باند جانبی بالا USB) خواهد بود.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB0 (مرتبط با S4 ): با قرار گرفتن پل روی S4، نمایشگر مقدار مجموع فرکانس کار و عبارت USB به معنی «باند جانبی بالا» را نشان خواهد داد.

-    پایانه ی ورودی-خروجی RB1  (مرتبط با S5 ): با قرار گرفتن پل روی S5، مانند بالا علاوه بر فرکانس کار، عبارت LSB نیز نمایش داده خواهد شد.

-    با قرار دادن پل رو هر دو پایانه ی RA0 و RA1: عبارت CW که همان حالت ارسال «تلگرافی» است بر صفحه ی نمایش ظاهر خواهد شد.

مزیت وجود این پل ها در آن است که امکان اتصال فرکانس شمار را به عنوان دستگاه جانبی (Periphery) به رایانه می دهد. لازم به یادآوری نیست که تمام پایانه های میکروکنترلر را می توان به واسطه ی ترانزیستور و یا اُپتوکوپلر تحت کنترل و فرمان الکترونیکی نیز قرار داد. این امکان در طراحی و ساخت دستگاه های پیچیده تر بسیار مطلوب است.

میکروکنترلرها معمولاً در داخل خودشان «نوسانگر مبنای زمان» (Time base oscillator) دارند، طوری که مثلاً برای راه انداختن نوسانگرِ 16F84 فقط لازم است بین پایانه های 15 و 16 آن یک کریستال کوارتز به همراه دو خازن کوچک (برای تنظیم دقیق فرکانس) نصب کرد. اگر دستگاه فرکانس متر برای استفاده در یک دستگاه تجارتی در نظر گرفته شده باشد، مشکلی در استفاده از این نوسانگر داخلی در پیش نخواهد بود، اما اگر قرار است فرکانس شمار شما در دستگاه دقیق تری مورد استفاده قرار گیرد، نباید در قسمت نوسانگرِ میکرو از کوارتزهای خیلی ارزان محصول تولیدکنندگان ناشناس استفاده کنید. نمونه ی چنین کاربردهایی در امور رادیوآماتوری ساخت فیلترهای کریستالی باند باریک است.

تفاوت میان مشخصه های کریستال های کوارتز موجود در بازار بر حسب سازنده بسیار زیاد است. من خودم در میان وسایلم تعدادی کریستال 10 مگاهرتز دارم که برخی از آنها دقیقاً 10 مگاهرتز هستند، اما بخشی نیز حتی خطای «آفسِت»ی تا 9/997 مگاهرتز دارند (بسته به این که برای تشدید سری یا موازی ساخته شده باشند، که البته روی آنها درج نشده است!). باید دانست که در میکروکنترلرها اصلاح حدّی از انحرافِ فرکانس، که مقدار آن از یک کیلوهرتز بیش تر باشد، با اضافه کردن خازن تریمر هم ممکن نخواهد بود. البته امکان اصلاح نرم افزاری وجود دارد که این راه حل برای یک کار غیرحرفه ای بسیار دشوار است. راه دیگر برای حذف اثر خطای انحراف فرکانس، بالا بردن فرکانس مبنای زمانی تا حد ممکن است.

در هر صورت ما در طراحی خود راه حل ساخت نوسانگر بیرونی، بیرون از میکرو، را انتخاب کردیم. در مدار ما که پیرامون Q2 ساخته شده، به کمک خازن CV1 می توان به جبران انحراف فرکانسی تا 4 کیلوهرتز دست یافت.

نمایشگر LCD به کار رفته در مدار از نوع ساده و معمولی است که داری یک سطر و 16 کارآکتر می باشد که برای کاربرد ما کاملاً کفایت می کند.

.

نمایشگر ال.سی.دی. و نمونه ای از نمابش آن

نمایشگر ال.سی.دی. و نمونه ای از آنچه که نشان می دهد

.

ارزان ترین نوع آن فاقد روشنایی بود، اما ما نوع دارای روشنایی پشتی (Back light) را انتخاب کردیم که اندکی گران تر بود، اما بسیار حرفه ای تر به نظر می رسد. من برای روشن کردن روشنایی ال.سی.دی. پایه ی 16 آن را به زمین و پایه ی 15 آن را از طریق یک مقاومت محدودکننده ی جریان به 5+ ولت (بعد از تثبیت کننده IC4) وصل کردم. توجه بفرمایید که آنچه در شماتیک مدار در داخل قسمت خط چین قرار دارد، روی فیبر مدار چاپی نصب نمی شود.

.

بورد مونتاژ شده ی مدار فرکانس شمار

.

مقدار اهمی این مقاومت باید طوری انتخاب شود که جریان گذرنده هیچگاه از 120 میلی آمپر بیش تر نشود. در بسیاری از موارد یک مقاومت 22 اهمی مناسب است. همچنین، در صورتی که از فرکانس شمار در یک وسیله ی قابل حمل و باتری خور استفاده می شود، خوب است که سر راه تغذیه ی روشنایی ال.سی.دی. یک کلید قرار دهید تا در مواقع غیرضروری بتوانید آن را خاموش و در مصرف باتری صرفه جویی کنید. توجه کنید که ال.سی.دی. با روشنایی 121/3 میلی آمپر و بی روشنایی فقط 1/3 میلی آمپر جریان می کشد!

پتانسیومتر P1 «کنتراست» یا درجه ی خاکستری نمایش کارآکترها را تنظیم می کند. اگر این پتانسیومتر درست تنظیم نشود، ممکن است هیچ کارآکتری روی نمایشگر دیده نشود، طوری که به نظر برسد دستگاه خاموش است و یا ال.سی.دی. خراب است!

ترانزیستور Q1 و افزاره های پیرامون اش یک تقویت کننده ی کوچک را شکل داده اند که سیگنال ورودی برای اندازه گیری را تا تراز ولتاژی لازم برای کار مطمئن در میکروکنترلر تقویت می کند. پایانه ی ورودی سیگنال به مدار را می توان به یک کانکتور فرکانس بالا (مثلاً از نوع SMA یا BNC)  مجهز کرد. اما اگر ارتباط مستقیم مورد نظر است، باید از کابل هم محور (کواکسیال) استفاده شود. اگر این ارتباط کوتاه باشد، حتی می توان از کابل هم محور صوتی نیز برای این منظور استفاده نمود. در صورت قوی بودن سیگنال ورودی، می توان در مسیر آن یک مقاومت قرار داد. همچنین در مواردی که احتمال تداخل DC بین دو دستگاه و تاثیر منفی بر دامنه ی سیگنال نوسانگر وجود داشته باشد، باید در مسیر کابل، یک خازن سرامیک 3/3 تا 47 پیکوفاراد قرار داد.

دامنه ی سیگنالی که به فرکانس شمار ما وارد می شود باید کمینه 10 میلی ولت، و بهینه 40 میلی ولت باشد. اما دامنه ی این سیگنال هیچگاه نباید از 400 میلی ولت تجاوز کند.

.

طرح فیبر مدار چاپی و راهنمای چینش افزاره ها بر آن

طرح فیبر مدار چاپی و راهنمای چینش افزاره ها بر آن. ابعاد واقعی فیبر 48×76 میلی متر است.

.

برای تنظیم فرکانس نوسانگر مدار به یک اسیلوسکوپ یا یک فرکانس شمار دقیق احتیاج است. تنظیم فرکانس با چرخاندن تریمر CV1 انجام می شود. اگر جوشن های خازن کاملاً همپوشانی پیدا کردند اما فرکانس همچنان انحراف داشت، باید یک خازن کوچک، در حدود 20 پیکوفاراد (یا در صورت لزوم با ظرفیتی بزرگ تر) را با تریمر موازی کنید تا به تنظیم صحیح برسید.

.

برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

مدولاسيون دلتا

 با سلام  و تسليت ايام وفات بانوي دوعالم مادر سادات  حضرت فاطمه زهرا (ع)

مطلبي از دوست و سرور عزيزم جناب مهندس فرزاد  در وبلاگشون ديدم كه بسيار جالب بود و براي اطلاع دوستان عرضه مي شود

«مدولاسیون دلتا» (DM = Delta Modulation) روش ساده ای برای مدولاسیون برای دیجیتالی کردن سیگنال های آنالوگ است و نوع اصلاح شده ای از «مدولاسیون رمز پالسی» (PWM) است.

در مدولاسیون دلتا، از سیگنال آنالوگی که قرار است دیجیتالیزه شود، در فاصله های زمانی معیّن نمونه برداری می شود (تصویر 1) و مقدار این نمونه با نمونه ی برداشت شده ی پیشین مقایسه می شود.

.

فرآیند مدولاسیون و دمدولاسیون.

در صورتی که تفاوتی بین دو نمونه وجود نداشته باشد، تراز منطقی در خروجی مدولاتور بر وضعیت «سیگنال ساعت» (Clock) در لحظه ی نمونه برداری منطبق خواهد بود و اگر در این زمان سیگنال ساعت در تراز منطقی 1 باشد، خروجی مدولاتور هم در تراز 1 قرار خواهد داشت و اگر سیگنال ساعت در تراز منطقی صفر باشد، خروجی مدولاتور در تراز صفر واقع خواهد شد.

حال، اگر نمونه ی جدید نسبت به نمونه ی پیش از آن مثبت باشد، یک 1 منطقی در خروجی مدولاتور ظاهر می شود. اما اگر نمونه ی جدید منفی تر از نمونه ی پیش تر باشد، خروجی مدولاتور به تراز صفر منطقی خواهد رفت.

از نظر فن آوری مدار، ساختن چنین مدولاتوری نسبتاً ساده است (تصویر 2).

.

بلوک دیاگرام مدار مدولاتور و دمدولاتور دلتا.

«قطار بیت» های دریافتی از مدولاتور دلتا در سمت گیرنده، برای بازیابی و بازسازی سیگنال آنالوگ اولیه، به یک مدار «انتگرال گیر» فرستاده می شوند. یک «فیلتر پایین گذر» پس از انتگرال گیر، فرکانس نمونه برداری را از سیگنال آنالوگ جدا می کند.

مقدار فرکانس نمونه برداری در مدولاتورهای دلتا به نحوی انتخاب می شود که حتی تغییرات سریع سیگنال آنالوگ نیز در جریانِ نمونه برداری باعث بروز خطای بزرگی نشوند. به عنوان مثال، در دیجیتالی کردن مکالمات تلفنی توسط مدولاتور دلتا، از سیگنال آنالوگِ صحبت که دارای پهنای باندی بین 300 هرتز و 3/4 کیلوهرتز هست، در هر ثانیه 64 هزار بار نمونه برداری می شود. به عبارت دیگر، مکالمه ی دیجیتالی شده دارای «نرخ داده» (Data rate) ای برابر 64 هزار بیت بر ثانیه (64kBit/s) خواهد بود. در صورتی که در مرحله ی بازسازیِ سیگنال آنالوگ کیفیت بالاتری مدّ نظر باشد، بایستی نمونه برداری از سیگنال آنالوگ با سرعت بالاتری صورت پذیرد.

.

برگرفته از سایت etesalkootah.blog.ir

PLL SAA1057 / PIC16F84 from 500kHz to 30MHz

Picture : Our PLL, look the mouse for wired remote control.

This circuit is described in the site www.freddospage.nl, where software can be downloaded.

Although PLL SAA1057 to be discontinued, is possible finds it at low prices in the Brazilian market (R$3,50 = US$1,50).

We made the assembly in UGLY method, with small modifications.

Original project (we add 3 capacitors of 100nF):

The sigle modification was the addition of three capacitors of 100nF. This modification was necessary therefore we use a three buttons PC mouse for the place of the switches STEP, UP and DOWN, thus the control was by hand. E due to the length of the mouse cable was necessary to decoupling the RF.

The power supply comes from the Oscillator to be controlled.

Picture : We use flat cable from computer scrap, it does ease the building.

The signal of RF for frequency control, the tension of frequency control for varicaps as well as the power supply had been connected by a single DIN plug. Later we normalize our interconnections with a mini estereo banana (P2) and are necessary two, one for VCC and incoming RF signal another for referency tension for varicap.

Picture: 2nd PLL built, we use standard cupper board and the LCD is direct connected.

Picture: 2nd PLL, showing the board LCD connections.

The greater inconvenient of this PLL there is no offset, it shows the controlled frequency in kHz. Another problem is the 1kHz step size that it does not allow a fine adjustment in CW or digital modes.

The easiness of assembly, the low cost and the performance are excellent.

Picture: Oscillator 11 to 11.5MHz using a ceramic resonator PLL controlled, it works fine dispite the small size. It is used with BITX15 and ARARINHA 21MHz wich has 10MHz IF. The new oscillators have connections with PLL by two banana stereo plug, it is ease to make small size holes in the case box.

73 from py2ohh miguel

وات متر و برگشت سنج جديد

دوست عزيزم اقاي محمد رضا رنجكش اين دستگاه را ساخته اند